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亞成微推出新一代快充PWM控制技術——Self-powered to Eliminate Auxiliary Winding

來源:亞成微電子 發布時間:2019-09-19 閱讀次數:

       我們使用支持快充協議的電源適配器給數碼設備充電時,你可能并不會意識到,快充產品都經歷了怎樣漫長的進化之路。可能你是一位專業人士或發燒友,對快充協議的演進有一些了解,在經歷幾番混戰之后,最終,快充市場的格局被定格——USB PD 一統天下,但是只要承認 USB PD 的“法定貨幣”地位、接受被收編的命運,其它快充協議依然可以活躍在自己的小王國里,收取授權費。


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       但今天,我們要跟大家聊一聊快充產品另一項技術的演進——快充PWM控制技術。一直以來快充PWM控制器的一個關鍵點就是輸出電壓可調,且可調電壓范圍較寬(最終的PD協議要求范圍為3-21V),而這些帶來的最大問題就是PWM控制芯片VCC耐壓不足。常見的措施例如普通PWM控制器VCC增加線性LDO降壓,或者PWM芯片采用VCC高壓工藝等。但這些措施本質上都是在做加法,增加線性LDO電路,增加了器件同時又增加了成本,電路也變得復雜,對待機功耗也產生了影響;芯片VCC采用高壓工藝,增加了IC的成本,同時VCC的濾波電容耐壓也會成倍提高,成本和器件體積會同時增加。



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在當下這個電子產品供大于求的環境下,成本競爭已進入了白熱化,特別是在適配器、充電器產品中,成本精細化程度可以說是分毫必究,小功率的適配器、充電器成本已成為了產品生存的關鍵因素。這時就需要技術創新來打破僵局,在很多人都做加法設計的時候,筆者也看到了一些不一樣的產品,他們是在做減法設計,采用VCC自供電技術,省去VCC輔助繞組及其相關整流電路。


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自供電技術早在多年以前,就已經出現在高校的博士論文中,最初是以原邊反饋架構(PSR)為基礎設計,采用源極驅動方式,通過控制內部源極驅動管來進行VCC充電。但因無VCC輔助繞組做反饋信號,只能采用浮地式設計,通過采樣主繞組中的反射電壓來控制電路進行恒壓輸出。這樣的設計存在一個較大的系統劣勢,采用浮地設計后,系統中電壓動點變多,EMI效果明顯較差,需要額外增加EMI濾波器件,另外原邊反饋架構動態效果較差,而且在快充協議中,多需要副邊反饋來進行電壓申請,所以原邊反饋架構的自供電方案并不合適做充電器及適配器類產品。


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為適應市場需求,針對快充產品的特殊設計痛點,應運而生了副邊反饋自供電雙繞組方案。但自供電雙繞組方案仍然存在一些技術難點,主要存在待機功耗較大的問題,難以滿足歐盟的六級能效要求。


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如上圖自供電系統通過R1電阻給Q1功率管提供基極電流,經過Q1放大電流通過D2給Vcc外接電容C2供電,而C2提供整個開關電源控制芯片的工作電流,由于給C2供電時Q1管的基極電流只由R1提供,而為了考慮R1上損耗的問題,R1通常選取MΩ級別電阻,因此Q1在給C2供電時處在放大區,并沒有飽和導通,所以Drain端電壓接近高壓輸入電壓,導致供電的損耗較大,難以做到六級能效標準。


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        Vin:輸入電壓;I_R1:R1上的電流,為Q1提供一部分基極電流;Ib_Q1:Q1管的基極電流,在導通時基極電流主要由驅動提供,截止時R1給Q1提供較小的基極電流以使放大的Q1的IC電流給Vcc供電;Vgs_M2:源極驅動管的Vgs電壓。

針對六級能效標準,需要采用特殊的VCC供電處理技術來滿足待機功耗需求。在電源工作頻率較高時可以通過自舉供電保證VCC供電充足,但對于適配器或充電器等產品,存在空載工作模式,而空載時工作頻率通常較低,且原邊導通時間較短,因此單純的自舉供電方式無法滿足芯片工作電流的需求。在原邊導通時仍然采用自舉供電方式給VCC電容供電,但由于頻率低,一次自舉供電的電量無法維持芯片整個周期的消耗的電量,則多個周期后VCC電容會持續放電至欠壓保護,因此需要在輕載或空載時,一段時間內計時開啟高壓供電,以滿足芯片耗電需求。通過采用自舉供電和高壓供電相結合,可在降低空載待機功耗的同時,滿足VCC供電需求。


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       隨著上述自供電技術的已日趨完善,在去年的2018(冬季)中國USB PD快充產業高峰論壇上,亞成微電子就率先對自供電雙繞組產品進行了宣講介紹。而在剛剛結束不久的2019(秋季) USB PD&Type-C亞洲展上,公司又推出了多款成熟的自供電雙繞組量產方案(基于RM671X系列芯片的18-30W快充充電器方案),助推了這項技術的普及應用。隨著這項技術的進一步完善,下游廠商將獲得更為高效節能、安全可靠且成本更低的快充產品解決方案,快充市場格局或將為之改變。
 

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